층간 용량이 충분히 크지 않으면 전기장이 보드의 상대적으로 넓은 영역에 분산되어 층간 임피던스가 감소하고 복귀 전류가 최상층으로 다시 흐를 수 있습니다. 이 경우, 이 신호에 의해 생성된 필드는 근처의 변화하는 레이어 신호의 필드와 간섭할 수 있습니다. 이것은 우리가 전혀 바라던 것이 아닙니다. 아쉽게도 0.062인치의 4층 기판에서는 층간 간격이 멀고 층간 용량이 작습니다.
배선이 레이어 1에서 레이어 4로 또는 그 반대로 변경되면 그림과 같은 문제가 발생하게 됩니다.

다이어그램은 신호가 레이어 1에서 레이어 4(빨간색 선)로 추적될 때 반환 전류도 평면(파란색 선)을 변경해야 함을 보여줍니다. 신호의 주파수가 충분히 높고 평면이 서로 가깝다면 반환 전류는 접지층과 전력층 사이에 존재하는 층간 용량을 통해 흐를 수 있습니다. 그러나 복귀 전류에 대한 직접적인 전도성 연결이 부족하여 복귀 경로가 중단되고, 이 중단을 아래 그림과 같이 평면 간 임피던스로 생각할 수 있습니다.

층간 용량이 충분히 크지 않으면 전기장이 보드의 상대적으로 넓은 영역에 분산되어 층간 임피던스가 감소하고 복귀 전류가 최상층으로 다시 흐를 수 있습니다. 이 경우, 이 신호에 의해 생성된 필드는 근처의 변화하는 레이어 신호의 필드와 간섭할 수 있습니다. 이것은 우리가 전혀 바라던 것이 아닙니다. 불행하게도 0.062인치의 4층 기판에서는 층이 서로 멀리 떨어져 있고(최소 0.020인치) 층간 용량이 작습니다. 그 결과, 위에서 설명한 전계 간섭이 발생합니다. 이로 인해 신호 무결성 문제가 발생하지는 않지만 확실히 더 많은 EMI가 발생합니다. 이것이 캐스케이드를 사용할 때 특히 클럭과 같은 고주파수 신호의 경우 레이어 변경을 피하는 이유입니다.
아래 그림과 같이 반환 전류에 의해 발생하는 임피던스를 줄이기 위해 천이 패스 홀 근처에 디커플링 커패시터를 추가하는 것이 일반적인 관행입니다. 그러나 이 디커플링 커패시터는 자체 공진 주파수가 낮기 때문에 VHF 신호에는 효과적이지 않습니다. 200~300MHz보다 높은 주파수를 갖는 AC 신호의 경우 디커플링 커패시터를 사용하여 낮은 임피던스 반환 경로를 생성할 수 없습니다. 따라서 디커플링 커패시터(200~300MHz 미만)와 더 높은 주파수를 위한 상대적으로 큰 보드 간 커패시터가 필요합니다.

이 문제는 키 신호의 레이어를 변경하지 않음으로써 피할 수 있습니다. 그러나 4층 기판의 작은 기판 간 정전 용량은 전력 전송이라는 또 다른 심각한 문제를 야기합니다. 클록 디지털 IC에는 일반적으로 큰 과도 전원 전류가 필요합니다. IC 출력의 상승/하강 시간이 감소함에 따라 더 높은 속도로 에너지를 전달해야 합니다. 충전 소스를 제공하기 위해 일반적으로 디커플링 커패시터를 각 로직 IC에 매우 가깝게 배치합니다. 그러나 문제가 있습니다. 자체 공진 주파수를 넘어서면 디커플링 커패시터는 에너지를 효율적으로 저장하고 전달할 수 없습니다. 왜냐하면 이러한 주파수에서는 커패시터가 인덕터처럼 작동하기 때문입니다.
오늘날 대부분의 IC는 빠른 상승/하강 시간(약 500ps)을 가지므로 디커플링 커패시터보다 자체 공진 주파수가 더 높은 추가 디커플링 구조가 필요합니다. 회로 기판의 층간 커패시턴스는 충분한 커패시턴스를 제공할 수 있을 만큼 층이 서로 충분히 가깝다면 효과적인 디커플링 구조가 될 수 있습니다. 따라서 일반적으로 사용되는 디커플링 커패시터 외에도 디지털 IC에 과도 전력을 제공하기 위해 밀접하게 배치된 전원 레이어와 접지 레이어를 사용하는 것을 선호합니다.
일반적인 회로 기판 제조 공정으로 인해 일반적으로 4층 기판의 두 번째 층과 세 번째 층 사이에 얇은 절연체가 없다는 점에 유의하십시오. 두 번째와 세 번째 레이어 사이에 얇은 절연체가 있는 4레이어 보드는 기존 4레이어 보드보다 비용이 훨씬 더 비쌉니다.